目前，有關場板GaN HEMTs器件的模型研究主要集中在利用解析或者數值仿真法優化場板結構及分析場板對器件性能的影響；而針對不同場板GaN HEMTs的通用大信號模型研究較少，以及利用該模型對器件大信號特性的分析少有研究。
本文針對柵、源兩種場板GaN HEMTs，提出了 一種包含非線性熱網絡的電熱大信號模型。采用Ansys(v. 14)熱仿真的方法，提取了兩種場板器件的熱阻和熱容參數，并嵌入到改進的Angelov經驗模型；分析了兩種場板結構對寄生參數、小信號特性和大信號負載阻抗等的影響。最終將該大信號模型嵌入到ADS仿真軟件中，完成在片測試與仿真結果對比，驗證了該模型的準確性。
1. GaN HEMTs大信號模型
雖然柵、源場板器件在結構上不同，寄生效應等也有所區別，但可以用一個通用的大信號等效電路拓撲來模擬，如圖1所示。圖2為本文所采用的電熱大信號等效電路模型。它包括外部的寄生電阻、電容和電感，內部的本征電容、漏源電流和柵極電流等元件，以及表征器件自熱效應的熱網絡參數。
完整的模型建模流程如圖3所示，從小信號S參數測試出發，提取寄生參數和本征參數；由直流 (DC-IV)和脈沖(Pulsed-IV)測試獲得電流特性和色散 特性；用FEM熱仿真得到自熱效應參數。最終將模 型用符號定義器件(symbolically-defined device, SDD)嵌入到ADS軟件中，并將仿真結果與大信號測試結果對比，完成模型的驗證。
圖1 場板器件示意圖
1.1 漏源電流Ids模型
Angelov經驗模型廣泛用于場效應晶體管(field effect transistors, FETs)大信號緊湊模型中。由于GaN HEMTs有較明顯的自熱和陷阱效應，故本文在Angelov模型基礎上，采用改進的Ids公式：
1.2 非線性熱網絡
自熱效應廣泛存在于HEMTs功率器件中，引起溝道溫度升高，電子遷移率降低，進而惡化器件的電性能。為準確地表征該特性，常用由熱阻(Rth)和熱容(Cth)構成的熱子電路來模擬自熱效應。通常，Rth和Cth的提取采用恒溫下的脈沖IV測試來完成，但熱阻往往隨功耗呈非線性變化，且脈沖IV測試系統往往過于復雜和耗時。故本文針對兩種場板GaN HEMTs器件(如圖1所示)，采用有限元熱穩態和瞬態仿真的方法，提取兩種結構的熱參數。雖然器件的溝道溫度對器件的封裝形式和散熱系統敏感，但可以采用等效的方法來簡化器件的分析。通過在襯底底部設置適當厚度的散熱材料和環境溫度來模擬器件實際的工作環境。例如，本文采用1mm厚的銅塊與襯底接觸，邊界設為環境溫度300K，在柵指上加上一定的功耗。熱仿真結構及熱分布如圖4a所示，通過仿真結果可以發現，熱量集中在柵指上，由于外延層非常薄，可以認為其溫度為溝道溫度。提取的Rth如圖4b所示，相比于單柵場板器件，雙場板器件在散熱方面更優，故Rth更??；表征熱動態變化的Cth則變化不大。式(8)和式(9)用于擬合Rth和Cth。熱時間常數τ由熱瞬態仿真獲得。建立的非線性熱網絡如圖2中的虛框所示。
圖2 電熱大信號模型拓撲結構
圖3 大信號模型建模流程
圖4 器件熱仿真分析
1.3 寄生參數和本征參數
多偏置小信號S參數用于提取器件的寄生和本征參數。在0.1 ~ 40GHz頻率范圍內，使用安捷倫矢量網絡分析儀(E8364B)測量兩種場板器件的S參數。利用低頻段“Cold-FET”夾斷狀態的S參數提取器件的寄生電容；高頻段“Cold-FET”正偏置條件下提取寄生電感和電阻參數；內部本征參數由“Hot-FET”S參數嵌寄生參數后獲得。通過窄脈沖(350 ns)動態IV測試儀(Auriga/Au4850)，在低占空比(0.1%)、不同靜態偏置下，測量器件的Pulsed-IV特性，從而得到器件表面陷阱和體陷阱效應特性，并用Ids公式中的修正參數Vgseff來描述。得到器件各參數初值后，利用隨機及梯度迭代算法，對參數進行整體優化。最終得到的兩種結構器件寄生參數和部分本征參數如表1和圖5所示，可以看出，兩種結構的寄生參數值區別較小，但本征參數值區別較大，這與雙場板結構引入了更大的Cgs和Cds的物理特性是一致的，同時，由于雙場板結構在柵-漏方向延伸了耗盡層長度，所以與單場板相比，Cgd更小。圖5給出了非線性電容擬合結果，所用電容公式為
圖5 Cgs和Cgd擬合與提取的結果對比
2. 模型分析與驗證
將以上兩種場板GaN HEMTs器件的模型參數通過ADS軟件的SDD嵌入到仿真軟件中，用于器件的電流、小信號及大信號特性仿真。利用負載牽引測試平臺(Focus/MPT-3620-TC)測試器件的阻抗與大信號輸出特性，用于與該模型的仿真結果進行對比驗證，探針在片測試平臺和測試裝置如圖6所示。
圖6 負載牽引測試平臺及測試框圖
2.1 直流特性對比
圖7為直流特性的仿真與測試對比圖。由于自熱效應的影響，在較高功耗的情況下，電流隨Vds的增大出現了明顯的下降(如圖7a和7b)，而該模型嵌入了非線性熱網絡，準確地模擬了熱效應。在膝點區域，仿真與實測結果略有誤差，主要原因是與原始Angelov Ids公式相比，本文減少了Ids公式中的ψ和α對Vds和Vgs的依賴性，但通過后文的模型驗證可以看出，該誤差的影響較小，Ids模型具有足夠的精度。此外，相比于單場板器件，雙場板器件的最大飽和電流大了約15 mA(如圖7c所示)，這與后者具有更大的功率密度是一致的。
圖7 DC-IV仿真與測試結果對比
2.2 小信號特性對比
圖8給出了器件在偏置電壓Vds = 10 V時，gm和最大電流增益截止頻率(fT)隨柵壓變化的仿真與測試結果?？梢钥闯?，兩者的gm值基本相同；與雙場板相比，單柵場板器件的Cgd雖然更大，但它的Cgs更小，以致于后者的fT更大一些，為46 GHz。仿真與測試結果表明，該模型能準確地預測兩種場板GaN HEMTs的增益特性。
為了驗證大信號模型對小信號特性預測的一致性，對比了兩種場板器件的小信號S參數仿真與測試結果，如圖9所示?？梢钥闯?，在0.1 ~ 40GHz頻率范圍內，該模型能較準確地預測器件的小信號特性。
圖8 仿真(實線)與測試(符號)的gm和fT結果對比
圖9 S參數仿真(實線)與測試(符號)結果對比，Vgs = -2 V，Vds = 28 V
2.3 阻抗特性對比
器件輸入輸出負載阻抗是微波電路設計的重要參數，場板結構的不同引起的阻抗變化影響著電路匹配的難易程度。同時，準確地預測器件在不同工作狀態下的阻抗特性，是最終實現最佳電路性能的關鍵。圖10給出了兩種場板器件的負載牽引結果對比，m1和m2點分別代表仿真和測試的最大輸出功率(Pout)值?？梢钥闯?，在相同偏置狀態、工作頻率和輸入功率的情況下，雙場板器件具有更大的輸出功率，而它們的最優負載阻抗點位置有所差別，其歸一化幅度偏差達到0.25左右。因此，該模型準確地預測了兩種場板器件的最優負載阻抗差異，能為功率放大器匹配電路設計提供較準確的指導。
2.4 大信號驗證
為了驗證該大信號模型的大信號輸出特性，在片測試了兩種場板器件的Pout、增益(Gain)和功率附加效率(PAE)特性。圖11給出了工作狀態為AB類、偏置電壓Vgs = 2.5 V、Vds = 28V、輸入頻率為8GHz時，輸出特性隨輸入功率變化的仿真與實測結果對比?？梢钥闯?，與單柵場板器件相比，調諧在幾乎相同PAE的條件下，雙場板器件的Pout和Gain均比單場板器件大了約1.4 dB，表明雙場板器件具有更大的輸出功率密度。仿真與實測結果吻合較好，證明該大信號模型能準確地預測兩種場板器件的大信號輸出特性。
圖10 負載牽引仿真(實線)與測試(虛線)對比(Vgs=2.5V，Vds=28V，freq=8GHz，Pin =20 dBm)
圖11 大信號仿真(實線)與測試(符號)結果對比
3. 結束語
本文針對單柵場板和柵-源雙場板GaN HEMTs器件，提出了一種帶有非線性熱網絡的電熱大信號模型。通過有限元熱仿真方法提取了它們的熱阻和熱容參數，建立了一種非線性熱網絡，并嵌入到漏源電流經驗公式中。利用該大信號模型，準確地分析和預測了兩種場板GaN HEMTs的小信號特性、大信號負載阻抗及輸出特性的差異。為場板GaN HEMTs器件用于微波功率放大器的電路設計與優化，提供了較為精確的大信號模型。